电力电子领域关注的是利用电子设备对电力进行处理[1–7]。如图1.1所示，其中关键部件就是开关变换器。通常，开关变换器包含电源输入和控制输入端口以及电源输出端口。原始输入功率按控制输入指定的方式进行处理，产生相应的条件输出功率。其可以执行以下几个基本功能之一[2]。在DC-DC变换器中，直流输入电压被转换为具有更大或更小幅值的直流输出电压，也可能具有相反的极性，或者具有输入和输出参考地的隔离。在AC-DC整流器中，交流输入电压被整流，产生直流输出电压。可以控制直流输出电压和/或交流输入电流波形。反过来，DC-AC逆变，包括将直流输入电压转换为具有大小和频率可控的交流输出电压。AC -AC交交变频涉及到将交流输入电压转换为给定的交流输出电压，其大小和频率可控。

Fig 1.1. The switching converter,a basic power processing block

控制总是必须要的。在输入电压和负载电流变化的情况下，几乎总是希望产生一个稳定的输出电压。如图1.2所示，控制器是任何功率处理系统的组成部分。

Fig 1.2. A controller is generally required

在任何电源处理应用中，高效率都是必不可少的。这样做的主要原因通常不是为了节省电费，也不是为了节约能源，尽管这种追求是高尚的。相反，高效变换器是必要的，因为设计低效率转换器对于大功率输出而言是不切实际的。变换器效率为：

\[\eta =\frac{P_{out}} {P_{in}} \tag{1.1}
\]

变换器中功率损耗为：

\[P_{loss} =P_{in}-P_{out}=P_{out}({\frac{1}{\eta}-1}) \tag{1.2}
\]

公式1.2表达的关系被绘制在图1.3中。在一个效率为50%的变换器中，元器件耗散的功率\(P_{loss}\)与变换器输出功率\(P_{out}\)相等。这部分功率被转换成热，必须从变换器中释放。如果输出功率很大，那么损耗功率也是如此。这就需要大型且昂贵的散热系统，变换器内的电子元件在高温下运行，并且降低了系统可靠性。实际上，在较高功率输出情况下，可能无法以现有技术对其进行冷却。(作者当时散热技术不行，目前散热技术已经相对成熟)

Fig 1.3. Converter power loss vs efficiency

获得更高输出功率的关键是提高效率。例如，如果变换器效率为90％，则变换器的损耗功率仅等于11%的输出功率。效率是衡量给定转换器技术成功与否的良好指标。图1.4给出了一个变换器，该变换器以很高的效率处理较大功率。由于损失的功率很小，因此可以高密度地封装转换器元件，从而使得转换器的尺寸小，重量轻且温升低。

Fig 1.4. A goal of current converter technology is to construct converters of small size and weight，which process substantial power at high efficiency

我们如何建立一个能够改变电压而忽略耗散功率的电路？各种传统的电路元件如图1.5所示。可用的电路元件大致分为电阻元件，电容元件，包括电感器和变压器的磁性器件，以线性模式运行的半导体器件（例如，作为A类或B类放大器）以及在开关模式下运行的半导体器件（例如在逻辑器件中晶体管工作在饱和或截止状态）。在效率不是主要问题的常规信号处理应用中，通常会尽可能避免使用磁性器件，因为它们的尺寸较大且难以将其集成到集成电路中。相反，电容器和磁性器件是开关变换器的重要组成部分，因为理想情况下它们不消耗功率。同时避免使用电阻元件以及线性模式半导体器件[2]。同时还采用了开关模式半导体器件。当半导体器件在截止状态下操作时，其电流为零，因此其功耗为零。当半导体器件在导通（饱和）状态下工作时，其电压降很小，因此其功耗也很小。无论哪种情况，半导体器件所消耗的功率都是低的。因此，电容和电感元件以及开关模式半导体器件可用于组合形成高效变换器。

Fig 1.5. Devices avaliable to the circuit designers

现在让我们考虑如何构建图1.6中所示的简单DC-DC变换器示例。输入电压\(V_{g}\)为100V。希望向\(5\Omega\)有效负载提供50V，这样直流负载电流为10A。

Fig 1.6. A simple power processing example:construction of a 500W DC-DC converter

入门级电路教科书描述了一种能够实现所需功能的低效率方法：图1.7（a）中所示的分压器电路。这个DC-DC变换器器仅由一个可变电阻器组成，该电阻器的值经过调整，来获得所需的输出电压。负载电流流经可变电阻器。对于指定的电压和电流水平，可变电阻器中消耗的功率\(P_{loss}\)等于负载功率\(P_{out}=500W\)。电压源\(V_{g}\)提供输入功率\(P_{in}=1000W\)图1.7（b）展示了一种更实际的实现方式，称为线性串联调整器。图1.7（a）的可变电阻器由线性模式功率晶体管代替，该晶体管的基极电流由反馈系统控制，从而获得所需的输出电压。图1.7（b）的线性模式晶体管的功耗与图1.7（a）的可变电阻器损耗的500 W大致相同。串联通过线性稳压器通常只能在几瓦的低功率水平上找到现代应用。

(a)

(b)

Fig 1.7 Changing the dc voltage via dissipative means:(a) voltage divider,(b) series pass regulator

图1.8说明了另一种方法。如图所示，连接了单刀双掷（SPDT）开关。当开关位于位置1时，开关输出电压\(V_{s}(t)\)等于转换器输入电压\(V_{g}\)；当开关处于位置2时，开关输出电压等于零。如图1.9所示,开关位置定期变化，从而\(V_{s}(t)\)是具有频率\(f_{s}\)和周期\(T_{s}=\frac{1}{f_{s}}\)的矩形波形。占空比D定义为开关占据位置1的时间的时间比例。因此，\({0}\leq{D}\leq{1}\)。实际上，SPDT开关是使用开关模式半导体器件来控制其实现单刀双掷功能的。

Fig 1.8 Insertion of SPDT switch which changes the dc component of the voltage

Fig 1.9 Switching output voltage waveform \(V_{s}(t)\)

开关改变电压的直流分量。回想一下傅里叶分析，周期波形的dc分量等于其平均值。因此\(V_{s}(t)\)，的直流分量是:

\[V_{s}=\frac{1}{T_{s}}{\int_0^{T_{s}} v_{s}tdt=DV_{g}} \tag{1.3}
\]

因此，开关以等于占空比D的因数来改变直流电压。要将输入电压\(V_{g}\)转换为所需的\(V=50V\)输出电压，则需要\(D=0.5\)的占空比。

开关耗散的功率理想上为零。当开关触点闭合时，它们的电压为零，因此功耗为零。当开关触点断开时，电流为零，功耗又为零。因此，我们使用理想的无损器件成功改变了直流电压分量。

除了所需的直流分量外，开关输出电压波形还包含开关频率的不良谐波。在大多数应用中，必须消除这些谐波，以使输出电压基本上等于直流分量。为此，可以使用低通滤波器。图1.10给出了单节LC低通滤波器的介绍。如果滤波器的转折频率足够低于开关频率，则滤波器实际上仅通过直流分量。如果开关，电感器和电容器元件是理想的，则该DC-DC变换器的效率可以达到100%。

Fig 1.10 Addtional of L-C low-pass filter,for removal of switching harmonics

在图1.11中，引入了用于调节输出电压的控制系统。由于输出电压是开关占空比的函数，因此可以构建一个控制系统，该系统可以改变占空比以使输出电压遵循给定的参考值。图1.11还说明了使用开关模式半导体器件实现SPDT开关的典型方式。在图1和2中开发的转换器功率级。1.8至1.11被称为降压转换器，因为它降低了直流电压。

Fig 1.11 Addtional of control system to regulate the output voltage

同样可以构建执行其他功率处理功能的转换器，图1.12给出了一个称为升压转换器的电路，其中电感器和SPDT开关的位置互换。该变换器能够产生幅度大于输入电压的输出电压。通常，使用包含嵌入在电抗元件网络内的开关装置的转换器，可以将任何给定的输入电压转换为任何所需的输出电压。

Fig 1.12 The boost converter：(a) ideal converter circuit,(b) output voltage V vs transistor duty cycle D

图1.13(a)展示了一个简单的单相逆变器电路。如图1.13(b)所示，开关占空比正弦调制。这导致开关输出电压\(V_{s}(t)\)包含低频正弦波分量。选择LC滤波器的截止频率，以通过所需的低频分量，但衰减高频开关谐波。控制器对占空比进行调制，以便获得所需的输出频率和电压幅值。

Fig 1.13 A bridge type DC-AC inverter:(a) ideal inverter circuit,(b) typical pulse-width-modulated switch voltage waveform \(V_{s}(t)\) ,and its low-frequency component

[参考文献]

[1] W. E. NEWELL, “Power Electronics—Emerging from Limbo,” IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1973 Record, pp. 6-12.

[2] R. D. MIDDLEBROOK, “Power Electronics: An Emerging Discipline,” IEEE International Symposium on Circuits and Systems, 1981 Proceedings, April 1981.

[3] R. D. MIDDLEBROOK, “Power Electronics: Topologies, Modeling, and Measurement,” IEEE International Symposium on Circuits and Systems, 1981 Proceedings, April 1981.

[4] S. CUK, “Basics of Switched-Mode Power Conversion: Topologies, Magnetics, and Control,” in Advances in Switched-Mode Power Conversion, vol. 2, pp. 279--310, Irvine: Teslaco, 1981.

[5] N. MOHAN, “Power Electronics Circuits: An Overview,” IEEE IECON, 1988 Proceedings, pp. 522-527.

[6] B. K. BOSE, “Power Electronics—A Technology Review,” Proceedings of the IEEE, vol. 80, no. 8, August 1992, pp. 1303-1334.

[7] M. NISHIHARA, “Power Electronics Diversity,” International Power Electronics Conference (Tokyo), 1990 Proceedings, pp. 21-28.